noticias

No noso mundo ideal, a seguridade, a calidade e o rendemento son primordiales. Con todo, en moitos casos, o custo do compoñente final, incluída a ferrita, converteuse no factor determinante. Este artigo está destinado a axudar aos enxeñeiros de deseño a atopar materiais alternativos de ferrita para reducir custo.
As propiedades intrínsecas do material desexado e a xeometría do núcleo están determinadas por cada aplicación específica. As propiedades inherentes que rexen o rendemento en aplicacións de baixo nivel de sinal son a permeabilidade (especialmente a temperatura), as baixas perdas de núcleo e unha boa estabilidade magnética ao longo do tempo e da temperatura. As aplicacións inclúen alta Q. indutores, indutores de modo común, transformadores de banda ancha, adaptados e de pulso, elementos de antena de radio e repetidores activos e pasivos. Para as aplicacións de enerxía, a alta densidade de fluxo e as baixas perdas na frecuencia e temperatura de funcionamento son características desexables. As aplicacións inclúen fontes de alimentación conmutadas para carga de baterías de vehículos eléctricos, amplificadores magnéticos, conversores DC-DC, filtros de potencia, bobinas de ignición e transformadores.
A propiedade intrínseca que ten o maior impacto no rendemento da ferrita branda nas aplicacións de supresión é a permeabilidade complexa [1], que é proporcional á impedancia do núcleo. Hai tres formas de usar a ferrita como supresor de sinais non desexados (condutos ou radiados). ).O primeiro, e o menos común, é como escudo práctico, onde se usan ferritas para illar condutores, compoñentes ou circuítos do ambiente de campo electromagnético disperso radiante. Na segunda aplicación, as ferritas úsanse con elementos capacitivos para crear un paso baixo. filtro, é dicir, inductancia - capacitivo a baixas frecuencias e disipación a altas frecuencias. O terceiro e máis común uso é cando se usan núcleos de ferrita sós para cables de compoñentes ou circuítos a nivel de placa. Nesta aplicación, o núcleo de ferrita evita oscilacións parasitarias e/ ou atenúa a captación ou transmisión de sinal non desexada que pode propagarse ao longo dos cables de compoñentes ou interconexións, trazos ou cables. Na segunda e terceira aplicación, os núcleos de ferrita suprimen EMI conducidas eliminando ou reducindo en gran medida as correntes de alta frecuencia atraídas polas fontes EMI. A introdución de ferrita proporciona impedancia de frecuencia suficientemente alta para suprimir correntes de alta frecuencia. En teoría, unha ferrita ideal proporcionaría unha impedancia elevada a frecuencias EMI e impedancia nula a todas as demais frecuencias. En efecto, os núcleos supresores de ferrita proporcionan impedancia dependente da frecuencia. A frecuencias inferiores a 1 MHz, o a impedancia máxima pódese obter entre 10 MHz e 500 MHz dependendo do material de ferrita.
Dado que é coherente cos principios da enxeñaría eléctrica, onde a tensión e a corrente alterna están representadas por parámetros complexos, a permeabilidade dun material pódese expresar como un parámetro complexo formado por partes reais e imaxinarias. Isto demóstrase a altas frecuencias, onde o a permeabilidade divídese en dous compoñentes. A parte real (μ') representa a parte reactiva, que está en fase co campo magnético alterno [2], mentres que a parte imaxinaria (μ”) representa as perdas, que están desfasadas co campo magnético [2] . campo magnético alterno. Estes poden expresarse como compoñentes en serie (μs'μs”) ou en compoñentes paralelos (µp'µp”). Os gráficos das figuras 1, 2 e 3 mostran os compoñentes en serie da complexa permeabilidade inicial en función da frecuencia para tres materiais de ferrita. O tipo de material 73 é unha ferrita de manganeso-zinc, o magnético inicial A condutividade é 2500. O tipo de material 43 é unha ferrita de níquel-zinc cunha permeabilidade inicial de 850. O tipo de material 61 é unha ferrita de níquel-cinc cunha permeabilidade inicial de 125.
Centrándonos no compoñente en serie do material Tipo 61 da Figura 3, vemos que a parte real da permeabilidade, μs', permanece constante co aumento da frecuencia ata que se alcanza unha frecuencia crítica, e logo diminúe rapidamente. A perda ou μs” aumenta. e despois alcanza o seu máximo a medida que cae μs. Esta diminución de μs' débese ao inicio da resonancia ferrimagnética. [3] Hai que ter en conta que canto maior sexa a permeabilidade, máis Canto menor é a frecuencia. Esta relación inversa foi observada por primeira vez por Snoek e deu a seguinte fórmula:
onde: ƒres = μs” frecuencia máxima γ = relación xiromagnética = 0,22 x 106 A-1 m μi = permeabilidade inicial Msat = 250-350 Am-1
Dado que os núcleos de ferrita utilizados en aplicacións de baixo nivel de sinal e potencia céntranse en parámetros magnéticos por debaixo desta frecuencia, os fabricantes de ferrita raramente publican datos de permeabilidade e/ou perdas a frecuencias máis altas. Non obstante, os datos de frecuencia máis alta son esenciais cando se especifican núcleos de ferrita para a supresión de EMI.
A característica que a maioría dos fabricantes de ferrita especifican para os compoñentes utilizados para a supresión de EMI é a impedancia. A impedancia mídese facilmente nun analizador dispoñible comercialmente con lectura dixital directa. Desafortunadamente, a impedancia adoita especificarse nunha frecuencia específica e é un escalar que representa a magnitude do complexo. vector de impedancia. Aínda que esta información é valiosa, moitas veces é insuficiente, especialmente cando se modela o rendemento do circuíto das ferritas. Para conseguilo, debe estar dispoñible o valor de impedancia e o ángulo de fase do compoñente, ou a complexa permeabilidade do material específico.
Pero mesmo antes de comezar a modelar o rendemento dos compoñentes de ferrita nun circuíto, os deseñadores deben saber o seguinte:
onde μ'= parte real da permeabilidade complexa μ”= parte imaxinaria da permeabilidade complexa j = vector imaxinario da unidade Lo= inductancia do núcleo de aire
A impedancia do núcleo de ferro tamén se considera a combinación en serie da reactancia indutiva (XL) e da resistencia de perda (Rs), ambas as cales dependen da frecuencia. Un núcleo sen perdas terá unha impedancia dada pola reactancia:
onde: Rs = resistencia total en serie = Rm + Re Rm = resistencia en serie equivalente debida a perdas magnéticas Re = resistencia en serie equivalente para perdas de cobre
En frecuencias baixas, a impedancia do compoñente é principalmente indutiva. A medida que aumenta a frecuencia, a inductancia diminúe mentres aumentan as perdas e aumenta a impedancia total. A figura 4 é un gráfico típico de XL, Rs e Z en función da frecuencia dos nosos materiais de permeabilidade media. .
Entón a reactancia indutiva é proporcional á parte real da permeabilidade complexa, por Lo, a inductancia do núcleo de aire:
A resistencia á perda tamén é proporcional á parte imaxinaria da permeabilidade complexa pola mesma constante:
Na Ecuación 9, o material do núcleo vén dado por µs' e µs”, e a xeometría do núcleo está dada por Lo. Polo tanto, despois de coñecer a complexa permeabilidade das diferentes ferritas, pódese facer unha comparación para obter o material máis axeitado no que se desexa. frecuencia ou rango de frecuencias. Despois de escoller o mellor material, é hora de escoller os compoñentes de mellor tamaño. A representación vectorial da permeabilidade complexa e da impedancia móstrase na figura 5.
A comparación das formas do núcleo e dos materiais do núcleo para a optimización da impedancia é sinxela se o fabricante proporciona un gráfico de permeabilidade complexa fronte á frecuencia dos materiais de ferrita recomendados para aplicacións de supresión. Desafortunadamente, esta información raramente está dispoñible. Non obstante, a maioría dos fabricantes proporcionan permeabilidade inicial e perda en función da frecuencia. curvas.A partir destes datos pódese derivar unha comparación de materiais empregados para optimizar a impedancia do núcleo.
Referíndose á Figura 6, o factor de permeabilidade e disipación inicial [4] do material Fair-Rite 73 fronte á frecuencia, supoñendo que o deseñador quere garantir unha impedancia máxima entre 100 e 900 kHz. Seleccionáronse 73 materiais. Para fins de modelado, o deseñador tamén precisa comprender as partes reactiva e resistiva do vector de impedancia a 100 kHz (105 Hz) e 900 kHz. Esta información pódese derivar do seguinte gráfico:
A 100 kHz μs ' = μi = 2500 e (Tan δ / μi) = 7 x 10-6 porque Tan δ = μs ”/ μs' entón μs” = (Tan δ / μi) x (μi) 2 = 43,8
Cómpre sinalar que, como era de esperar, o μ” engade moi pouco ao vector de permeabilidade total nesta baixa frecuencia. A impedancia do núcleo é maioritariamente indutiva.
Os deseñadores saben que o núcleo debe aceptar o fío número 22 e encaixar nun espazo de 10 mm x 5 mm. O diámetro interior especificarase como 0,8 mm. Para resolver a impedancia estimada e os seus compoñentes, primeiro seleccione unha perla cun diámetro exterior de 10 mm e unha altura de 5 mm:
Z= ωLo (2500,38) = (6,28 x 105) x 0,0461 x log10 (5/,8) x 10 x (2500,38) x 10-8= 5,76 ohmios a 100 kHz
Neste caso, como na maioría dos casos, a impedancia máxima conséguese empregando un diámetro exterior menor cunha lonxitude maior. Se o diámetro interno é maior, por exemplo, 4 mm, e viceversa.
Pódese utilizar o mesmo enfoque se se proporcionan gráficos de impedancia por unidade de Lo e ángulo de fase en función da frecuencia. As figuras 9, 10 e 11 representan tales curvas para os mesmos tres materiais utilizados aquí.
Os deseñadores queren garantir a impedancia máxima no rango de frecuencia de 25 MHz a 100 MHz. O espazo dispoñible na placa é de novo 10 mm x 5 mm e o núcleo debe aceptar o fío # 22 AWG. Referíndose á Figura 7 para a impedancia unitaria Lo dos tres materiais de ferrita, ou na Figura 8 para a permeabilidade complexa dos mesmos tres materiais, seleccione o material de 850 μi.[5] Usando o gráfico da Figura 9, o Z/Lo do material de permeabilidade media é de 350 x 108 ohm/H a 25 MHz. Resolva a impedancia estimada:
A discusión anterior supón que o núcleo escollido é cilíndrico. Se se usan núcleos de ferrita para cables planos, cables agrupados ou placas perforadas, o cálculo de Lo faise máis difícil e débense obter unha lonxitude de traxecto do núcleo e cifras de área efectiva bastante precisas. para calcular a inductancia do núcleo de aire. Isto pódese facer cortando matemáticamente o núcleo e engadindo a lonxitude do camiño calculado e a área magnética para cada porción. Non obstante, en todos os casos, o aumento ou a diminución da impedancia será proporcional ao aumento ou diminución de a altura/lonxitude do núcleo de ferrita.[6]
Como se mencionou, a maioría dos fabricantes especifican núcleos para aplicacións EMI en termos de impedancia, pero o usuario final normalmente necesita coñecer a atenuación. A relación que existe entre estes dous parámetros é:
Esta relación depende da impedancia da fonte que xera o ruído e da impedancia da carga que recibe o ruído. Estes valores adoitan ser números complexos, cuxo rango pode ser infinito e non están facilmente dispoñibles para o deseñador. Escolla un valor de 1 ohmio para as impedancias de carga e fonte, que pode ocorrer cando a fonte é unha fonte de alimentación conmutada e carga moitos circuítos de baixa impedancia, simplifica as ecuacións e permite a comparación da atenuación dos núcleos de ferrita.
O gráfico da Figura 12 é un conxunto de curvas que mostra a relación entre a impedancia de cordón de blindaxe e a atenuación para moitos valores comúns de carga máis impedancia do xerador.
A figura 13 é un circuíto equivalente dunha fonte de interferencia cunha resistencia interna de Zs. O sinal de interferencia é xerado pola impedancia en serie Zsc do núcleo supresor e a impedancia de carga ZL.
As figuras 14 e 15 son gráficos de impedancia en función da temperatura dos mesmos tres materiais de ferrita. O máis estable destes materiais é o material 61 cunha redución do 8% da impedancia a 100º C e 100 MHz. Pola contra, o material 43 mostrou un 25. % de caída de impedancia á mesma frecuencia e temperatura. Estas curvas, cando se proporcionan, pódense utilizar para axustar a impedancia especificada da temperatura ambiente se é necesaria a atenuación a temperaturas elevadas.
Do mesmo xeito que coa temperatura, as correntes de subministración de CC e 50 ou 60 Hz tamén afectan ás mesmas propiedades inherentes da ferrita, que á súa vez dan lugar a unha menor impedancia do núcleo. As figuras 16, 17 e 18 son curvas típicas que ilustran o efecto da polarización na impedancia dun material de ferrita. .Esta curva describe a degradación da impedancia en función da intensidade de campo para un determinado material en función da frecuencia.Hai que ter en conta que o efecto da polarización diminúe a medida que aumenta a frecuencia.
Desde que estes datos foron compilados, Fair-Rite Products introduciu dous novos materiais.O noso 44 é un material de permeabilidade media de níquel-zinc e o noso 31 é un material de alta permeabilidade de manganeso-zinc.
A figura 19 é un gráfico da impedancia fronte á frecuencia para esferas do mesmo tamaño en materiais 31, 73, 44 e 43. O material 44 é un material 43 mellorado con maior resistividade de CC, 109 ohmios cm, mellores propiedades de choque térmico, estabilidade de temperatura e temperatura de Curie (Tc) máis alta. O material 44 ten unhas características de impedancia fronte á frecuencia lixeiramente máis altas en comparación co noso material 43. O material estacionario 31 presenta unha impedancia maior que 43 ou 44 en todo o intervalo de frecuencias de medición. O 31 está deseñado para aliviar o problema de resonancia dimensional que afecta o rendemento de supresión de baixa frecuencia dos núcleos de manganeso-zinc máis grandes e que se aplicou con éxito a núcleos de supresión de conectores de cable e núcleos toroidais grandes. -Núcleos Rite con 0.562″ OD, 0.250 ID e 1.125 HT. Ao comparar a Figura 19 e a Figura 20, hai que ter en conta que para núcleos máis pequenos, para frecuencias de ata 25 MHz, o material 73 é o mellor material supresor. Non obstante, a medida que aumenta a sección transversal do núcleo, a frecuencia máxima diminúe. Como se mostra nos datos da Figura 20, 73 é o mellor. A frecuencia máis alta é de 8 MHz. Tamén vale a pena sinalar que o material 31 funciona ben no rango de frecuencias de 8 MHz a 300 MHz. Non obstante, como ferrita de manganeso e cinc, o material 31 ten unha resistividade de volume moito menor de 102 ohmios -cm, e máis cambios de impedancia con cambios extremos de temperatura.
Glosario Inductancia do núcleo de aire – Lo (H) A inductancia que se mediría se o núcleo tivese unha permeabilidade uniforme e a distribución do fluxo permanecese constante.Fórmula xeral Lo= 4π N2 10-9 (H) C1 Anel Lo = .0461 N2 log10 (OD) /ID) Ht 10-8 (H) As dimensións están en mm
Atenuación – A (dB) A redución da amplitude do sinal na transmisión dun punto a outro. É unha relación escalar entre a amplitude de entrada e a amplitude de saída, en decibelios.
Constante do núcleo – C1 (cm-1) A suma das lonxitudes do camiño magnético de cada sección do circuíto magnético dividida pola rexión magnética correspondente da mesma sección.
Constante do núcleo – C2 (cm-3) A suma das lonxitudes do circuíto magnético de cada sección do circuíto magnético dividida polo cadrado do dominio magnético correspondente da mesma sección.
As dimensións efectivas da área do camiño magnético Ae (cm2), a lonxitude do camiño le (cm) e o volume Ve (cm3) Para unha xeometría do núcleo dada, suponse que a lonxitude do camiño magnético, a área da sección transversal e o volume de o núcleo toroidal ten as mesmas propiedades do material que O material debe ter propiedades magnéticas equivalentes ao núcleo dado.
Intensidade de campo – H (Oersted) Parámetro que caracteriza a magnitude da intensidade de campo.H = .4 π NI/le (Oersted)
Densidade de fluxo - B (Gauss) O ​​parámetro correspondente do campo magnético inducido na rexión normal ao camiño do fluxo.
Impedancia – Z (ohm) A impedancia dunha ferrita pódese expresar en termos da súa permeabilidade complexa.Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (ohm)
Tanxente de perda - tan δ A tanxente de perda dunha ferrita é igual á inversa do circuíto Q.
Factor de perda: tan δ/μi Eliminación de fase entre os compoñentes fundamentais da densidade do fluxo magnético e a intensidade do campo con permeabilidade inicial.
Permeabilidade magnética - μ A permeabilidade magnética derivada da relación entre a densidade do fluxo magnético e a intensidade do campo alterno aplicado é...
Permeabilidade de amplitude, μa - cando o valor especificado da densidade de fluxo é maior que o valor utilizado para a permeabilidade inicial.
Permeabilidade efectiva, μe - Cando a ruta magnética se constrúe con un ou máis espazos de aire, a permeabilidade é a permeabilidade dun hipotético material homoxéneo que proporcionaría a mesma reluctancia.
In Compliance é a principal fonte de noticias, información, educación e inspiración para profesionais da enxeñería eléctrica e electrónica.
Aeroespacial Automoción Comunicacións Electrónica de consumo Educación Enerxía e enerxía Industria Tecnoloxías da información Médico Militar e Defensa